1 引言
    尽管与数字读取技术相比，模拟动圈式仪表的分辨率和精度都较差，但就跟踪读取走势或根据测量数据变化获取信息来说，它仍是最佳的仪表显示技术。不过，对于低电平电流测量而言，满量程偏转电流超出待测电流，因此需要独立的电源给电表供电。过去的模拟电表(如Hartmann&Braun公司的Muhavi—10)采用可再充电的蓄电池作为电表电源来解决这一问题。采用手动可选的分流电阻与高精度斩波放大器相结合，能使用户在从lμA至l A的范围内共有13种不同大小的电流可供选择。

2 分流检测器的分析
    随着现代分流检测器IC(如INAl9x系列)的推出，大大简化了动圈式仪表的放大器设计。图l为8英寸动圈式仪表的驱动电路，该仪表可测量0 mA—100 mA的电流。满量程偏移电流为15 mA。分流检测器INAl93可检测分流电阻Rs1(阻值为lΩ)的压降。在最大电流为100 mA的情况下，Rs1上的电压为100 mV。
    选择Rs1的值时，不仅要根据应用而定，而且还要在小信号精确度和测量线上允许的最大压降之间进行权衡。当Rs1的值较高且电流较小时，能最大限度地降低偏移影响，从而提高精度。当Rs1的值较低时，能最大限度地减少供电线上的电压损耗。对于大多数应用，如果Rs1的值能确保满量程分压范围在50~100 mV之间，那么就能实现最佳性能。在确保测量精确的情况下，最大输入电压为500 mV。在给出的实例中，INAl93以20 V／V的增益系数放大100 mV满量程输入电压，从而实现2 V的满量程输出。随后的运算放大器OPA344采用满摆幅输入和输出，与N通道MOSFET(BSN254)协同工作，作为电压控制的电流源。

    请注意，包括INAl93在内的整个电表电路采用一个5 V的单电源，这也将运算放大器的最大电压摆幅限制为5 V，因此，应选择栅一源阈值电压VGS较低的MOSFET，因为该电压会减小运算放大器的输出摆幅。BSN254的最大阈值电压为2 V，这足以满足较低的VCS要求。由于非反向运算放大器输入的电压等于反向输入的电压，因此Rs2上的满量程输出电压为2 V。为了确保最大偏移电流的流动，可通过下式计算Rs2：

   
    通过调节Rs2来校准电表，也可改变其满量程电流范围。调节Rs1则能提高低电流测量的精确度，也可扩大测量范围，以支持更高的电流值。该电路还有另一种优势，即可将电表与检测点彼此分开。由于动圈式仪表不适用于高精度测量，因此设计人员可采用测量精度较低的电阻，还应通过去耦电容来对仪表电源进行分流，以避免电子噪声环境造成杂散干扰。

3 INAl9x分流检测器
    INAl93是分流检测器系列中的一员。INAl94与INAl95具有相同的引脚排列，但增益不同，分别为50 V／V与100 V／V。INAl96、INAl97及INAl98是另外3种分流检测器，其功能相同，引脚排列不同。
    INAl9x系列分流检测器采用一种全新的、独特的内部电流拓扑技术，只需一个单电源。其共模电压可扩展到一16 V至+80 V。就经典的仪表放大器技术而言，共模抑制要受电阻匹配精度要求的限制。INAl9x将电感输入电压转换为电流，从而使共模抑制与电阻值之间不存在严格的函数关系，可在宽泛的共模范围内实现更高性能。
    图2所示为INAl9x的简化电路图，由图2可看出基本电路功能。共模电压为正时，放大器A2处于工作状态。Rs的差动输入电压(VIN+)一(VIN-)可实现A2输入端的电压电势VN与VP：

   

    为了确保Vp=VN，A2驱动晶体管时要让集电极电流IC在5 kW电阻上形成压降，且该压降等于差动输入电压：

   

   

    共模电压为负时，放大器Al处于工作状态。Rs的差动输入电压(VIN+)一(VIN-)转化为通过5 kΩ电阻的电流。该电流的来源为精确电流镜，其输出直接进入RL，后将信号再转换回电压，并被输出缓冲放大器放大。这一电路架构正在申请专利，其可确保设备的顺利工作，即便在放大器Al与A2都处于工作状态的过渡周期，也不会发生问题。
    输入引脚VIN+与VIN-应尽可能靠近分流电阻连接，以最大限度减少任何与分流电阻串联的电阻。用电源旁路电容来确保稳定性。如果应用噪声较大，或电源阻抗较高，还需要采用额外的去耦合电容抑制电源噪声。旁路电容应靠近器件引脚连接。
    INAl9x的输入电路可准确测量大于电源电压V+的数值。举例来说，V+电源为5 V时，负载电源电压高达+80 V。不过，0UT终端输出电压范围受限于电源引脚上的电压。
    INAl9x的输出在电源引脚V+设置的输出电压摆幅范围内是准确的。在使用INAl95或INAl98(两者增益都为100)时，100 mV的满量程输入分流电阻要求输出电压摆幅为+10 V，而且电源电压应足以实现+10 V的电压输出，这充分反映了上述情况。
    显然，INAl9x串联输出端是进行过滤工作最方便的地方。不过，这种设置会抵消内部缓冲器低输出阻抗的优势。过滤的另一选择就是设置在INAl9x的输入引脚端，不过内部5 kΩ与30％的输入阻抗会使情况复杂化(如图3所示)。应采用尽可能低的电阻值，从而尽可能减小增益的初始偏移与容差影响。初始增益影响为：

   

    计算增益误差总影响，可以将5 kW项替换成为5 kW一30％(或3．5 kΩ)或5 kΩ+30％(或6．5 kΩ)。RFILT的容差极值也可加入公式。如果输入采用一对100 W 1％电阻，那么初始增益误差为1．96％。最差的容差总出现在内部5 kW电阻下移时(3．5 kΩ)，本例则为Rfilter3%的上移。
    需要注意的是，应将INAl9x规范定义的准确度与上述容差情况相结合考虑问题。在这里结合电阻值的极限来考虑最差情况下的准确度，通常可采用几何平均数或方根计算不同精确度差异的影响。